Снаббер в импульсном блоке питания

Снаббер в импульсном блоке питания

Снабберная цепь, подключаемая параллельно эмиттер-коллектор, предназначены прежде всего для соблюдения области безопасной работы (ОБР, SOA ) – не допустить превышения максимально разрешенных значений тока, напряжения, мощности, не допустить режимы, где возможен вторичный пробой. Вторая задача снабберных цепей – снижение потерь на переключение, повышение энергетической эффективности устройства. Третья задача – уменьшение электромагнитных помех, наводимых в силовых цепях, подключаемых к преобразователю.

Теперь, руководствуясь рекомендациями производителя, подберем снабберные элементы для модуля CM600DY-24F.

В зависимости от величины коммутируемых токов применяются разные схемотехнические решения. Их можно разделить на два основных – индивидуальные и общие.

b) Зарядно-разрядный RCD-снаббер

c) Разрядно-гасительный RCD-снаббер

Для инверторов, по рекомендациям Mitsubishi подходят схемы c,d,e. Для маломощных, до 100А, подходит схема D. Например, такие применяются в Новополоцких ПЧТТ мощностью 22-30кВт. Там стоят по одному 100-амперному модулю в каждой фазе. DC-шина там простая – две алюминиевые шинки объединяют коллекторы и эмиттеры. Демпферный конденсатор стоит примерно по середине. В остальном, силовой монтаж выполнен гибким проводом, толщиной квадратов где-то в 6. Для более мощных приводов от 200 А применяется схема С. Например, такая схема применяется в инверторе OMRON 3G3HV мощностью 185кВт. Там на каждую фазу включено в параллель по 4 модуля. В фазе модули идут один над другим (в каждой фазе).

Процесс выключения с демпферной цепью:

здесь: Ioff – ток выключения, Vcc- напряжение на DC-шине, di/dt – скорость отключения. Vсе – напряжение эмиттер-коллектор

здесь – L1-паразитная индуктивность DC-шины, L2 – паразитная собственная индуктивность проводников снабберной цепи.

Рассчитаем элементы для разрядно-гасящей RCD снабберной цепи (схема С).

Схема ставится под напряжение, когда напряжение эмиттер-коллектор начинает превышать напряжение DC-шины. Штриховая линия на рисунке 5.8 показывает идеальное запирание транзистора. Но в действительности, из-за паразитной индуктивности монтажа, проводников, и прямого падения напряжения на снабберном диоде вызывает выброс напряжения Vcesp на стадии запирания (рисунок 5.9).

Для расчетов необходимо сделать некоторые допущения – это паразитная индуктивность DC-шины и монтажных проводников снабберных цепей. Такие вещи (возможно) проще измерить на стадии разработки – т.е. измерить индуктивность DC-шины и монтажных проводников (как получилось сконструировать монтаж) при реальном макетном моделировании. По таблице (что сверху) индуктивность DC-шины для токов от 600А не должна превышать 50 нГн, а индуктивность проводников снабберов – 7нГн.

Паразитная индуктивность DС-шины

проводник инвертор демпфирующий снаббер

Паразитная индуктивность проводников снабберов

Коммутационный ток Io примем в 510А, а не 600, т.к. уменьшили на 15% ввиду параллельного соединения:

Напряжение на DC-шине примем для колебаний входного напряжения до 440 В переменного тока, и при перенапряжениях на торможении ЭД, то

Вычислим выброс напряжения во время отключении IGBT по формуле:

Ed -напряжение на DC-шине

VFM – падение напряжения на снабберном диоде (40-60 В)

LS – паразитная индуктивность снаббеорных цепей ( 6,5 нГн)

dIc/dt – скорость снижения коллекторного тока (3 А/нс)

Вычислим емкость демпферного конденсатора:

L – индуктивность DC-шины

I – ток отключения (при аварийном отключении тока не менее 2Iном), пердположим, 1500 А на модуль

VCEP – пиковое напряжение на конденсаторе (не более, чем VCE)

Ed – напряжение на DC-шине

Вычислим резистор в демпферной цепи:

f – частота коммутации (примем 5кГц)

CS – Есмкость снабберного конденсатора

Выберем снабберный диод Ds. Выбирают исходя из того, что он должен обладать малым прямим падением напряжения, которое является одним из основных факторов, влияющих на выброс напряжения во время выключения IGBT. Если время обратного восстановления будет слишком большим, в нём будут расти потери с ростом частоты коммутации. Если обратное восстановление диода будет происходить слишком жестко, это приведет к генерации напряжения VCE. Поэтому снабберный диод должен иметь малое падение напряжения, малое время обратного восстановления и мягкое переключение.

Производитель рекомендует применять диод для RCD – цепей RM50HG-12S.

Причина, по которой прибегают к использованию снабберов

В ходе разработки силового импульсного преобразователя (особенно это касается мощных устройств топологий push-pull и forward, где переключение происходит в жестких режимах), необходимо как следует позаботиться о защите силовых ключей от пробоя по напряжению.

Несмотря на то, что в документации на полевик указано предельное напряжение между стоком и истоком в 450, 600 или даже в 1200 вольт, одного случайного высоковольтного импульса на стоке может оказаться достаточно для выхода дорогостоящего (даже и высоковольтного) ключа из строя. Да еще и соседние элементы схемы, включая дефицитный драйвер, могут попасть под удар.

Такое событие сразу приведет к куче проблем: где достать аналогичный транзистор? Есть ли он сейчас в продаже? Если нет, то когда появится? Насколько качественным окажется новый полевик? Кто, когда и за какие деньги возьмется все это перепаивать? Как долго продержится новый ключ и не повторит ли он судьбу своего предшественника? и т. д. и т. п.

В любом случае лучше сразу перестраховаться, и еще на этапе проектирования устройства принять меры для предотвращения подобных неприятностей на корню. Благо, известно надежное, недорогое и простое в своей реализации решение на пассивных компонентах, давно ставшее популярным как у любителей высоковольтной силовой техники, так и у профессионалов. Речь о простейшем RCD-снаббере.

Традиционно для импульсных преобразователей, в цепь стока транзистора включена индуктивность первичной обмотки трансформатора или дросселя. И при резком запирании транзистора в условиях, когда коммутируемый ток еще не понизился до безопасной величины, согласно закону электромагнитной индукции на обмотке возникнет высокое напряжение, пропорциональное индуктивности обмотки и скорости перехода транзистора из проводящего состояния в запертое.

Если фронт при этом достаточно крут, а общая индуктивность обмотки в цепи стока транзистора существенна, то высокая скорость нарастания напряжения между стоком и истоком мгновенно приведет к катастрофе. Чтобы эту скорость роста напряжения понизить и облегчить тепловой режим запирания транзистора — между стоком и истоком защищаемого ключа ставят RCD-снаббер.

Как работает RCD-снаббер

RCD-cнаббер работает следующим образом. В момент запирания транзистора ток первичной обмотки, в силу наличия у нее индуктивности, не может мгновенно снизиться до нуля. И вместо того чтобы жечь транзистор, заряд, под действием высокой ЭДС, устремляется через диод D в конденсатор C снабберной цепи, заряжая его, а транзистор при этом закрывается в мягком режиме незначительного тока через его переход.

Когда транзистор вновь начнет открываться (резко переходя в проводящее состояние для отработки очередного периода коммутации), конденсатор снаббера станет разряжаться, но уже не через голый транзистор, а через снабберный резистор R. А так как сопротивление снабберного резистора в несколько раз больше сопротивления перехода сток-исток, то основная часть запасенной в конденсаторе энергии выделится именно на резисторе, а не на транзисторе. Таким образом RCD-снаббер поглощает и рассеивает энергию паразитного высоковольтного выброса c индуктивности.

Расчет снабберной цепи

P – мощность, рассеиваемая на резисторе снаббера C – емкость конденсатора снаббера t – время запирания транзистора, за которое конденсатор снаббера заряжается U – максимальное напряжение, до которого зарядится конденсатор снаббера I – ток через транзистор до его закрытия f- сколько раз в секунду будет срабатывать снаббер (частота переключения транзистора)

Чтобы рассчитать номиналы элементов защитного снаббера, для начала задаются временем, за которое транзистор в данной схеме переходит из проводящего состояния в запертое. За это время конденсатор снаббера должен успеть зарядиться через диод. Здесь в расчет принимается средний ток силовой обмотки, от которого предстоит защищаться. А напряжение питания обмотки преобразователя позволит выбрать конденсатор с подходящим максимальным напряжением.

Читайте также:  Боковые и салонные зеркала на ВАЗ 2106 как разобрать, какие подходят, инструкции с фото и видео

Далее необходимо вычислить мощность, которая должна будет рассеиваться на резисторе снаббера, и уже после этого подобрать конкретный номинал резистора, исходя из временных параметров полученной RC-цепи. При том сопротивление резистора не должно быть слишком малым, чтобы когда при запирании ключа конденсатор начнет разряжаться через него, импульс максимального разрядного тока вместе с рабочим током не превысили бы критическую для транзистора величину. Не должно это сопротивление быть и слишком большим, чтобы конденсатор все же успел разрядиться, пока транзистор отрабатывает положительную часть рабочего периода.

Рассмотрим пример

Сетевой двухтактный инвертор (амплитуда напряжения питания 310 вольт) потребляющий мощность 2 кВт работает на частоте 40 кГц, причем максимальное напряжение между стоком и истоком для его ключей составляет 600 вольт. Необходимо рассчитать RCD-снаббер для этих транзисторов. Пусть время запирания транзистора в схеме составляет 120 нс.

Средний ток обмотки 2000/310 = 6,45 А. Пусть напряжение на ключе не превысит 400 вольт. Тогда C = 6,45*0,000000120/400 = 1,935 нФ. Выберем пленочный конденсатор емкостью 2,2 нФ на 630 вольт. Мощность, поглощаемая и рассеиваемая каждым снаббером за 40000 периодов составит P = 40000*0.0000000022*400*400/2 = 7,04 W.

Допустим, минимальная скважность импульса на каждом из двух транзисторов составляет 30%. Значит минимальное время открытого состояния каждого транзистора будет равно 0,3/80000 = 3,75 мкс, с учетом фронта примем 3,65 мкс. Примем 5% этого времени за 3*RC, и пусть за это время конденсатор успеет почти полностью разрядиться. Тогда 3*RC = 0,05*0,00000365. Отсюда (подставим C = 2.2 нФ) получим R = 27,65 Ом.

Установим по два пятиваттных резистора по 56 Ом параллельно в каждый снаббер нашего двухтактника, и получится 28 Ом для каждого снаббера. Импульсный ток от срабатывания снаббера при разряде конденсатора через сопротивление составит 400/28 = 14,28 А — это ток в импульсе, который пройдет через транзистор в начале каждого периода. Согласно документации на большинство популярных силовых транзисторов, максимально допустимый импульсный ток для них превосходит максимальный средний ток минимум в 4 раза.

Что касается диода, то в схему RCD-снаббера ставиться импульсный диод на такое же максимальное напряжение как у транзистора, и способный в импульсе выдерживать максимальный ток, протекающий через первичную цепь данного преобразователя.

Перенесу-ка я сюда схему устройства мягкого пуска и защиты импульсника с предыдущей страницы.

Рис.1

Фактически, основной фрагмент импульсного блока питания (Рис.2), состоящий из самотактируемого полумостового драйвера, управляющего мощными полевыми транзисторами, самих транзисторов и импульсного трансформатора – издавна уже обрёл привычные очертания, отработан до мелочей и радует счастливые взоры радиолюбителей предсказуемым поведением и весьма приличными характеристиками.

Рис.2

Приведённая схема импульсного источника питания позволяет снимать с блока максимальную мощность до 300Вт.
Частота преобразования драйвера IR2153 – 50кГц. При желании изменить тактовую частоту следует изменить значения номиналов элементов R1 и С1 в соответствии с формулой F = 1 / [1,4×C×(R+75)].

Большинство схемотехнических решений ИПБ на IR2153, представленных в сети, не учитывают простой рекомендации производителя микросхемы по выбору номиналов данных элементов, а именно:
Timing resistor value (Min) – 10 kΩ, CT pin capacitor value (Min) – 330 pF.

Для удобства приведу простой калькулятор по расчёту частотозадающих элементов IR2153.

И с другими вводными – частота IR2153 с учётом имеющихся у Вас деталей.

На страшилки по поводу опасности несущественного отклонения рабочей частоты от расчётной, как то: насыщение феррита, снижение КПД и т.д. и т.п. – не следует обращать никакого внимания. Прекрасно Ваш феррит переживёт подобные отклонения, вплоть до 10-15% изменения частоты преобразователя, без всяких последствий для собственного здоровья.

Теперь о намотке трансформатора Tr1.
Парой слов здесь ограничиться не удастся, потому как именно импульсный трансформатор назначен главным ответственным за показатели ИБП.
Собственно, исходя из этих соображений, мы и посвятили целую статью расчётам и намотке трансформатора на тороидальном ферритовом сердечнике для данного блока с возможностью выбора желаемого диапазона мощностей – Ссылка на страницу.

Плавно переходим к снабберной цепочке R8, С9. Снаббер – это демпфирующее устройство, которое выполняет действие по замыканию на себе токов переходных процессов. Устройство предназначено для подавления индуктивных выбросов, которые появляются при переключении коммутационных полупроводников и способствует снижению величины нагрева обмоток трансформатора и силовых транзисторов.
В теории, существуют методики расчёта снабберных цепей. На практике – а не пошли бы они лесом, уж очень много различных параметров необходимо учитывать для получения корректного результата. К тому же достаточно велика вероятность того, что данная цепочка вообще не понадобится в транзисторно-трансформаторном хозяйстве.
Для проверки этого предчувствия следует к выходу ИПБ подключить нагрузку, обеспечивающую его работу при 10% мощности от максимальной, и поочерёдно ткнувшись пальцем в импульсный трансформатор и радиатор выходных транзисторов, убедиться, что температура данных элементов не превышает 30-40 градусов.
Если это так, то про снабберную цепочку забываем, если не повезло – начинаем юзать снаббер, начиная со значения ёмкости конденсатора С9 200пФ и постепенно повышая её до тех пор, пока не будет получен устойчивый положительный результат. Естественным делом данный конденсатор обязан быть высоковольтным.

Выходной выпрямитель особенностей не имеет, П-образные фильтры C5,L1,C9 и C6,L2,C11 необходимы для предотвращения попадания высокочастотных помех в нагрузку, электролиты С10 и С12 борются с сетевыми 50-ти герцовыми пульсациями. Дроссели L1 и L2 номиналом 10-20 мкГн, должны быть рассчитаны на максимальный ток нагрузки, и могут быть как покупными, так и самостоятельно намотанными на силовых ферритах.

Радиатор для ключевых транзисторов Т1, Т2 для схемы, приведённой на Рис.2, должен рассчитываться исходя мощности рассеивания 3-5Вт и в простейшем случае может представлять из себя алюминиевую или медную пластину площадью 40-50 см 2 .

При необходимости радикально увеличить мощность блока питания вплоть до 1000 Вт имеет смысл воспользоваться ещё одной расхожей схемой ИБП с использованием более мощных полевых транзисторов (Рис.3).

Рис.3

Поскольку выходным драйверам IR2153 сложновато прокачать значительные ёмкости Сзи могучих полевиков, в схему добавлены двухтактные эмиттерные повторители на транзисторах Т1-Т4, во всём остальном схема повторяет свой менее мощный аналог, приведённый на Рис.2.
Значения ёмкостей конденсаторов С3, С4 приведены для мощности ИБП 500Вт, для 1000Вт их номиналы следует увеличить в 2 раза.
Пропорционально росту мощности ИПБ в соответствующее количество раз нужно увеличивать и размер радиатора полевых транзисторов.
Расчёт трансформатора произведём всё на той же странице – Ссылка на страницу.

Ну а на следующей странице с головой окунёмся в культработу над мощным лабораторным блоком питания с регулируемым выходным напряжением.

Самый простой ИИП 1кВт для усилителя.

Собранный блок питания DA Power1000.

Рисунок печатной платы:

Характеристики:
— напряжение питания: 210-240в;
— напряжение на выходе (холостой ход): +84/-84в;
— дополнительные сервисные напряжения: +15/-15в 100мА, +12в 100мА.
— напряжение на выходе при номинальной мощности: +72/-72в (-14,2%);
— мощность постоянная: 1000вт;
— мощность кратковременная: более 1500вт;
— защита от короткого замыкания: есть.

Прошло уже более 2-х лет с момента создания импульсного блока питания на микросхеме SG3525 с применением трансформатора гальванической развязки. ИИП показал себя очень достойно, доработанная версия обладает отличной надёжностью, повторяемостью и отличается дешевизной.
Про данный блок питания мощностью 300вт можно почитать здесь: ИМПУЛЬСНЫЙ БЛОК ПИТАНИЯ ДЛЯ УСИЛИТЕЛЯ НА SG3525+ТГР.

Читайте также:  Как заменить масло в двигателе - последовательность выполнения работ

Теперь набравшись немного опыта и знаний я попробую прокачать блок питания повысив мощность более чем в 3 раза. Для начала я убрал стабилизацию напряжения, чтобы ИИП хорошо работал с усилителями D-класса, затем усилил печатную плату и поставил более мощные силовые элементы. Принцип работы расписывать не буду, думаю, что вряд-ли новички без опыта станут сразу собирать киловаттный блок.

Топология остаётся той же — полумост, но для минимизации потерь я использовал полевые транзисторы с очень низким сопротивлением открытого канала KCX9860A от производителя KIA Semicon Tech (600V 47A 81 mΩ). Но чем мощнее ключи, тем сложнее ими управлять. Тяжеленный затвор и долгое время переключения создают некоторые сложности при постойке мощного ИИП. Для управления транзисторами применена все та же микросхема SG3525 с трансформатором гальванической развязки и конденсаторным блоком питания для запитки ШИМ-контроллера.

Часть 1. Управление тяжелыми полевыми транзисторами..
Посмотрим на график тока через полевик в зависимости от напряжения на его затворе.

Зависимость тока полевого транзистора от напряжения на его затворе.

Для полного открытия транзистора при 25°C на затвор нужно подать 5в, и около 6в при 150°C. Так зачем же заряжать затвор напряжением 12в, если это не имеет никакого смысла. С увеличением напряжения на затворе, его заряд сильно увеличивается, что приводит к повышению потребления от ШИМ-контроллера.
Данный график показывает, как увеличивается заряд затвора в зависимости от приложенного на него напряжения.

Зависимость заряда затвора от приложенного напряжения на затворе.

Вывод: управление тяжелыми полевыми транзисторами намного проще осуществлять пониженным напряжением. Для полевых транзисторов KCX9860A оптимальное напряжение на затворе будет составлять 6в.

Часть 2. Трансформатор гальванической развязки.
В качестве ТГР применено ферритовое кольцо R16*10*4,5 из материала PC40. Для того, чтобы ШИМ контроллер потреблял меньше энергии на перемагничивание сердечника, я увеличил количество витков первичной обмотки до 60-ти. При 45 витках ток потребления SG3525 без подключенных полевиков составляет поряка 25мА, при 60 витках 18мА соответственно. Т.е. с малым количеством витков повышенная индукция в сердечнике привидит к повышенным потерям, микросхеме тяжело переключать обмотку даже на холостом ходу, сама SG3525 без подключенного ТГР потребляет около 10мА. Рассчитал количество витков вторичных обмоток, для 6в будет достаточно намотать по 30 витков. (12в/60*30=6в).
Трансформатор мотал сразу 3 жилами, первичная обмотка 60витков, вторичные 2*30витков.

Трансформатор гальванической развязки.

Подключил полевые транзисторы, ток потребления SG3525 вырос до 38мА, что совсем не много.
Одно из преимуществ ТГР состоит в том, что он заряжает затвор полевиков еще и отрицательным напряжением.. Время включения полевого транзистора происходит в диапазоне от -6 до +6в, а выключения от +6 до 0в, т.е. закрывается он 2 раза быстрее. Иными словами добавляется свой dead time с помощью ТГР, время которого можно вычислить по осциллографу.
Резистор 10ом в первичке ТГР облегчает микросхеме работу при жёстком переключении, а завторные резисторы 20ом немого замедляют переключение полевиков и тоже разгружают управляющую цепь.
Опыты показали, что очень низкое сопротивление затворных резисторов приводит к слишком резкому открытию полевых транзисторов, ток в первичке при таком переключении превышает 20А. Это приводит к срабатыванию защиты даже при нагрузке около 500вт. А если убрать завторные резисторы и соединить напрямую к ТГР, то ИИП вообще будет запускаться лишь через раз.

Итог: слишком низкое значение затворных резистором приводит к большим импульсным токам при переключении. И это касается не только данного ИИП, то же самое я заметил в усилителе D-класса, строило заменить завторные резисторы с 30ом до 60-ти, токовая защита перестала ложно срабатывать. Причем нагрев транзисторов остался прежним.

Часть3. Силовой трансформатор.
В качестве силового трансформатора я выбрал кольцо R40*24*20 из материала PC40, потому, что они во много раз дешевле трансформаторов с каркасами.
Самая продвинутая программа для расчета кольцевых трансформаторов:

Тремя жилами проводом 0.75мм в один слой мне удалось намотать только 27 витков первичной обмотки. Скорректировал в программе данные и пересчитал заново. Главное, не задирать индукцию в сердечнике, чтобы не было перегрева трансформатора. Можно играть частотой и индукцией, чтобы попасть в нужное число витков.

Формула определения числа витков вторичных обмоток для необходимого напряжения на холостом ходу.

N2=U/Uтр*N1= 80/155*27=14 витков, где
U — необходимое постоянное напряжение в плече;
Uтр — напряжение на первичной обмотке трансформатора, для полумостового преобразователя оно будет равно половине выпрямленного сетевого напряжения. 220*1,41/2= 155в;
N1 — количество витков первичной обмотки трансформатора, считается в программе.

Силовой трансформатор.

Часть 4. Софтстарт.
В данной схеме есть два софтстарта. Первый — осуществляется посредством ШИМ контроллера. При пуске на полевые транзисторы подаются узкие импульсы, которые не полностью их открывают и пусковой ток не превышает ограничение в 20 ампер даже со значительными ёмкостями на выходе.
Второй софтстарт построен на реле, и служит для ограничения тока заряда больших сетевых ёмкостей. В нашем случае 990мкф сначала около полсекунды заряжаются через токоограничивающий резистор 33ома, и только потом напрямую подключаются к сети 220в. Пусковой ток через вилку при этом не превышает 8А, без софтстарта он достигал бы 50А в момент включения.
Реле софтстарта запитано все от того же конденсаторного блока питания, подойдёт любое реле на 12 в с сопротивлением катушки не ниже 200ом. Конденсатор 1000мкф задаёт задержку срабатывания реле при пуске.

Часть 5. Сборка и настройка.
Первым делом на плату монтируются малогабаритные элементы, затем все остальные.
Важно: первый пуск и проверка производится с низким напряжением питания. Для этого необходимо поставить 3 перемычки и подать на вход 13 в постоянного напряжения. Должен появится сигнала на обмотках ТГР и красивый менандр на силовом трансформаторе, на выходе в плечах питания должно появится около +5в/-5в.
Далее проверяем работу тригера, замыкаем транзистор оптопары (у PC817 со стороны точки находится светодиод, с другой — транзистор), генерация должна мгновенно прекратиться. Если все так, то убираем временные перемычки и первый пуск делаем через токоограничиваюший резистор 100-200ом.

Также важно при больших мощностях, применив полевые транзисторов с низким сопротивление открытого канала, ставить снабберную цепочку. Более лёгкие полевики работали нормально без нее, но с этими пришлось поставить 33ома+2.2нф. Вот что было без снаббера на больших мощностях, при переходе через ноль появлялись выбросы на обмотках силового трансформатора.

Часть 6. Защиты.
Токовая защита настраивается очень просто, ее порог срабатывания зависит от сопротивления токового шунта. Светодиод оптопары загорается примерно от 1в, тогда шунт 0,05 ома даёт отсечку на 1в/0,05ом=20А.
Мощность на шунте при 1квт выходной мощности составит (1000вт/150в/2)²*0,05ом =0,55вт.
Важно, чтобы токовый шунт был безындуктивным. Можно использовать метеллопленочные или СМД резисторы, проволочные не годятся. После срабатывания тригера, дальнейшая работа возможна только после отключения блока питания от сети на несколько секунд.
ИИП спокойно выдерживает короткое замыкание между плечами, как во время работы, там и при попытке запуска с закороченным выходом. Главное, не проверять сработка защиты с токограничительной лампочкой в разрыве.

Часть 7. Охлаждение.
Алюминиевая пластина -радиатор толщиной 2мм крепится снизу платы. Для дополнительно охлаждения ее нужно прикрутить к нижней крышке усилителя, в зависимости от характера нагрузки может понадобится вентилятор. Например с усилителем D-класса нагрев будет незначительный, а при работе на постоянную резистивную нагрузку придется ставить активное охлаждение или массивные радиаторы.

Читайте также:  Новый логотип БМВ 2020 года вызвал возмущение россиян - 1RRE

Часть 8. Тест.
Для проверки блока питания я подключал к нему 2 утюга помещенные в воду.


Тесты проводил в течении часа, нагрузка 980вт.

Нагрев элементов:
Полевики — 72°С;
Шоттки — 70°С;
Диодный мост 75°С;
Трансформатор 75°С;
Можно смело сказать, что все теплое и в пределах нормы, правда для охлаждения пластины пришлось приделать мощный радиатор.

Напряжения и осциллограммы под нагрузкой:

Холостой ход +84/-84в Нагрузка 490 вт: +75/-75в (-10,7%) Нагрузка 982 вт: +72/-72в (-14,2%).

SG3525 сама может справиться с мощными полевиками. Софтстарт на реле работает отлично, задержка включения 0,5сек, нагрев элементов умеренный, защита от КЗ работает хорошо.

Важно:
— грамотно подобрать затворные резисторы;
— точно рассчитать необходимое напряжение для управления завторами полевиков и определить нужное количество витков ТГР;
— установить снабберную цепочку;
— проверку осуществлять при напряжении 13в временно установив соответствующие перемычки.
— применить только высокоэффективные полевые транзисторы с напряжением не ниже 500-600в, током не ниже 30А и сопротивлением открытого канала 50-200мОм.
— дроссели на выходе обязательны;
— соблюдать технику безопасности, в данном ИИПе под сетевым напряжением находится даже SG3525, сетевые банки разряжаются более 5 минут после отключения.
— не забыть убрать временные перемычки после проверки ИИП от 13в.

Самый простой ИИП 1кВт для усилителя.: 8 комментариев

Сомнительная защита по току. Токовый шунт в одном плече. Значит есть вероятность сжечь верхний транзистор при КЗ. Сомневаюсь что светодиод оптопары загорается от 1 В. Скорее всего это 1,7 — 2 вольта. Ну нет светодиодов с падением прямым 1 В в принципе. На таких мощностях кроме R-C цепочки на первичной обмотки ( это не снаббер !!)
крайне желательно поставить R-C-D ( резистор конденсатор диод) снабберы на каждый из транзисторов. Таким образом существенно снизятся потери на транзисторах и обеспечится ОБР транзисторов. Использовать продвинутый ШИМ контроллер и не использовать стабилизацию выходного напряжения — это грех!
А так вполне рабочая схемация.

Корректная оценка потери мощности снаббера экономит целый рабочий день

Рейли Лан, Назарено (Рено), Розетти (Maxim Integrated)

Представьте ситуацию: ваш клиент обеспокоен. Он думает, что резистор, стоящий в цепи снаббера (или демпфера) регулятора напряжения, перегревается, и подозревает, что это вызовет отказы при эксплуатации. Меж тем миллионы изделий уже изготовлены и отгружены. Клиент находится перед вашей дверью и собирается просить о помощи. Что вы можете порекомендовать?

Зачем нужен снаббер?

Рассмотрим теорию использования снаббера. На рисунке 1 показан типовой понижающий преобразователь с RC-цепочкой, выполняющей роль снаббера (SNUBBER). Без снаббера в точке Vx – верхняя точка конденсатора – может возникнуть «звон» (высокочастотные колебания, мешающие нормальной работе DC/DC-преобразователя, прим. переводчика). Это может случиться в течение определенного времени, когда второй транзистор включается, не дождавшись полного выключения первого. В течение этого периода времени выходной контур (OUTPUT LOOP) закорочен только паразитными последовательными индуктивностями и параллельными емкостями транзисторов.

Рис. 1. Понижающий DC/DC-преобразователь c RC-снаббером

Теоретически амплитуда звона может в два раза превышать входное напряжение. Плохая трассировка печатной платы также может стать источником звона в цепи. Звон вызывает электромагнитные помехи (EMI) – как излученные, так и наведенные, – которые могут привести к превышению токами и напряжениями транзисторов их предельных пороговых значений, что может вызвать отказ всей схемы. Цепь RC-снаббера уменьшает звон до безопасных величин за счет рассеивания мощности его паразитных колебаний на резисторе.

Отладка

Вернемся к исходной ситуации. Вы посещаете лабораторию клиента и смотрите на переполненную печатную плату с установленным регулятором напряжения. Небольшой ЧИП-резистор с сопротивлением 4,7 Ом и размерами 2х1,2х0,45 мм (размер корпуса 0805) едва заметен. Мог ли он повлиять на работу схемы и нарушить ее?

Клиент объясняет причины своего беспокойства. Резистор, в соответствии со спецификацией, рассчитан на мощность 125 мВт, а расчеты показывают, что он рассеивает больше, чем его номинальная мощность. Расчет рассеиваемой мощности RC-снаббера для напряжения прямоугольной формы V с частотой f определяется простой формулой:

$$P=C imes V^<2> imes f=680; пФ imes 19.52; В imes 500; кГц=129;мВ$$

Проблема заключается не только в том, что рассеиваемая мощность немного (на 4 мВт) выше номинальной мощности резистора. Золотое правило заключается в том, что для обеспечения запаса по мощности необходимо применять резистор с номинальной мощностью в два раза больше рассеиваемой. Следовательно, номинальная мощность резистора отличается более чем на 100%. Так это или не так?

Источник формулы P = CV 2 f

Одной из наиболее популярных формул в электронике является P = CV 2 f. Чтобы доказать это, рассмотрим рисунок 2 , где напряжение в точке Vx (рисунок 1) представлено источником напряжения, приложенным к демпфирующей цепи с указанными на схеме значениями.

Рис. 2. Упрощенная схема демпфера

При положительном скачке напряжения ток через снаббер определяется формулой:

где V – амплитуда скачка напряжения на входе, равная 19,5 В.

Мощность, рассеиваемая на резисторе, определяется следующим уравнением:

Переход от мгновенной мощности к средней требует интегрирования по времени, а именно – расчета энергии. Заметим, что интеграл по полупериоду T/2 для повторяющегося прямоугольного сигнала будет давать практически тот же результат, что и при RC >T_=0.1;нс$$

Тогда поправочный коэффициент будет следующим:

Другими словами, здесь лучше всего работает формула ступенчатой функции, посчитанная ранее. Наконец, для (T_approx au)

приближение, которое работает лучше всего – это:

Проверка с помощью Simplis

Описанное выше – это вычисления мощности рассеивания и, в целом, общеинженерный вариант подхода к проблеме. Для этого потребовалось вспомнить курсы физики и математики в применении к электрическим схемам. С помощью компьютера вы можете легко смоделировать схему в программе Simplis и получить ответ простым способом.

На рисунке 4 показаны графики мощности, напряжения и тока для случая ступенчатой функции, моделируемой в Simplis.

Рис. 4. Моделирование снаббера в Simplis для ступенчатой функции на входе

Обратите внимание, что пиковая рассеиваемая мощность в этом случае составляет 81 Вт, что говорит о неблагоприятной ситуации в пике.

Метки (R1) (Y2) в середине рисунка 4 указывают, что средняя рассеиваемая мощность составляет 129,28876 мВт, что хорошо согласуется с предыдущим расчетом.

На рисунке 5 показаны формы мощности, напряжения и тока для моделируемого в Simplis второго случая (с реальным временем нарастания и спада).

Рис. 5. Моделирование снаббера в Simplis для входного напряжения с медленно изменяющимися фронтами

Обратите внимание, что пиковая рассеиваемая мощность в этом случае составляет всего 7,5 Вт, что говорит в пользу такого варианта. Метка «Power (R1)(Y2)» в верхней части рисунка 5 также сообщает о средней рассеиваемой мощности 57,383628 мВт, что совпадает с приблизительным расчетом с точностью до 1 мВт.

Работа многих схем DC/DC-преобразователей может быть улучшена при наличии демпфирующей цепочки в точке Vх. С практическими примерами конструирования понижающих преобразователей (в частности – c линейкой Himalaya производства компании Maxim Integrated) и снабберными цепочками можно ознакомиться по ссылкам, приведенным в конце статьи.

Заключение

Мы проанализировали рассеивание мощности на снаббере с нескольких сторон и показали разные способы правильной оценки связанных потерь мощности. Возвратимся к исходной постановке задачи: в конце концов, выяснилось, что проблема была не в цепи RC-снаббера, и поведение схемы было вызвано плохой пайкой. Но не мешает напомнить: разработчику необходимо иметь в арсенале несколько рабочих инструментов, и что еще более важно – в каждой возникшей ситуации найти самый подходящий.

Ссылка на основную публикацию
Adblock detector